變頻電源自從問世以來在世界各國都倍受關(guān)注。它可以根據(jù)客戶的不同要求通過交直交的變換技術(shù)，將給定的交流電轉(zhuǎn)換成頻率和電壓在一定范圍內(nèi)可調(diào)的交流電，而且其諧波含量很少。因此，它的開發(fā)與應(yīng)用發(fā)展前景十分誘人。
功率器件的性能指標(biāo)決定變頻電源的發(fā)展。20世紀(jì)60 年代，GTO 的問世實現(xiàn)了門極可關(guān)斷功能。70 年代中期，功率金屬氧化物場效應(yīng)管和高功率晶體管的問世，實現(xiàn)了場控功能，至此打開了高頻的大門。到80年代，一種兼具M(jìn)OSFET和GTR 二者優(yōu)點的IGBT電力器件出現(xiàn)，其柵極采用電壓控制，驅(qū)動功率小;工作頻率高，開關(guān)損耗小;沒有二次擊穿，是目前功率電力電子裝置中的主流器件。當(dāng)代，隨著不斷革新的功率器件的出現(xiàn)，美日歐等大規(guī)模集成脈寬調(diào)制電路、零電壓、零電流變換的拓?fù)潆娐泛虳SP、ARM 等智能處理器的廣泛應(yīng)用，使得電源逐漸朝著小型化、集成化、智能化方向發(fā)展。國內(nèi)變頻電源產(chǎn)業(yè)發(fā)展雖只有十幾到二十年的歷史，但業(yè)績甚佳，也在開關(guān)頻率方面達(dá)到了前所未有的地步，一定程度上降低了原材料的消耗，使裝置小型化，加快了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度，提高了電源的效率。
本文搭建了一個基于DSP的變頻電源的實驗裝置，下面將詳細(xì)介紹變頻電源整流、驅(qū)動、逆變和濾波等各個模塊的原理圖設(shè)計。
1 硬件電路設(shè)計
變頻電源結(jié)構(gòu)框圖如圖1 所示。本文中變頻電源輸入頻率為市電頻率50 Hz，輸出頻率為60 Hz。由圖1可以看出，整個變頻電源的硬件部分由整流模塊、逆變模塊、隔離驅(qū)動模塊和濾波模塊組成。
圖1 變頻電源結(jié)構(gòu)框圖
1.1 整流模塊設(shè)計
常用的三相橋式整流電路大致可以分為三種：不控整流、全控整流、半控整流。它們的電路結(jié)構(gòu)均是一樣的，如圖2所示，只是所使用的整流元器件不同。三相橋式不控整流電路的整流器件是普通的電力二極管，是不可控的器件。當(dāng)它承受正向電壓時會立即自然導(dǎo)通，承受反向電壓時會立即阻斷，電路設(shè)計簡單，功耗較小。其輸出電壓的平均值可以表示為：
式中U2 為交流側(cè)相電壓的有效值。
圖2 三相橋式不控整流電路
三相橋式全控整流電路的整流管全為可控的晶閘管開關(guān)器件，橋式半控整流電路的整流管為可控的晶閘管和不控二極管的組合。開關(guān)器件晶閘管開通必須具備兩個條件：正向電壓;觸發(fā)電流脈沖。這就要求在整流時要附加脈沖產(chǎn)生電路，時間上會產(chǎn)生延遲，也就是延遲觸發(fā)角。綜合分析以上三種整流方式可知：橋式不控整流電路設(shè)計簡單，功耗小;而全控和半控整流電路控制復(fù)雜，晶閘管在導(dǎo)通后功耗相對較大，觸發(fā)角控制不好會使電路出現(xiàn)斷續(xù)現(xiàn)象，所以本文采用簡單的三相橋式不控整流電路。
整流之后由于脈動電壓比較大，本文選取并聯(lián)電容進(jìn)行濾波。電容作為儲能元件，具有隔直通交、隔低頻通高頻的功能。在電壓型整流電路中，為使輸出電壓更加平滑，理論上濾波電容取值越大越好。然而實際工程上并不希望這樣，因為電容值越大，其體積越大，成本越高，性價比反而越低，而且在電路接通瞬間，瞬時電流非常大，會破壞元器件。根據(jù)文獻(xiàn)[1]，選取濾波電容的值為1 650 μF，考慮到耐壓值越高價格也越高，選用兩個3300 μF的電容串聯(lián)，以此來平分電壓，如圖2所示。
1.2 驅(qū)動模塊設(shè)計
IR2130 可用來驅(qū)動工作在線電壓不高于600 V 的電路中的功率MOS門器件。
其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。
圖3 IR2130內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖
在本文中應(yīng)用IR2130時，應(yīng)注意以下幾點：
(1)因為IR2130內(nèi)部的三路驅(qū)動高壓側(cè)電力MOS管的輸出驅(qū)動器的電源是通過自舉技術(shù)來獲得的，為防止自舉電容兩端電壓放電，二極管應(yīng)選用高頻快恢復(fù)二極管。為防止自舉電容放電造成其兩端電壓低于欠電壓保護(hù)動作的門檻電壓值，電容的取值應(yīng)充分大，當(dāng)被驅(qū)動的功率MOS器件的開關(guān)頻率大于5 kHz時，該電容值應(yīng)不小于0.1 μF，如圖4所示。
(2)由于IR2130內(nèi)部的6個驅(qū)動器輸出阻抗較低，直接應(yīng)用它來驅(qū)動電力MOS 管會引起被驅(qū)動的電力MOS 器件的快速開通和關(guān)斷，這有可能造成被驅(qū)動的電力MOS管漏源極間電壓的振蕩。為了避免這種現(xiàn)象的發(fā)生，可在被驅(qū)動的電力MOS管柵極與IR2130的輸出之間串聯(lián)一個15~22 Ω、功率為1/4 W的無感電阻(對電流容量較小的電力MOS 管，該電阻值可增加到30~50 Ω)，如圖4所示。
1.3 逆變模塊設(shè)計
逆變電路根據(jù)直流側(cè)電源性質(zhì)的不同可分為兩種：直流側(cè)是電壓源的稱為電壓型逆變電路，直流側(cè)是電流源的稱為電流型逆變電路。本文中是電壓型逆變電路。用三個單相逆變電路就可以組合成一個三相逆變電路。在三相逆變電路中，應(yīng)用最廣泛的是三相橋式逆變電路。三相橋式逆變電路的基本工作方式也是180°導(dǎo)電方式，即每個橋臂的導(dǎo)電角度為180°，同一相(同一橋臂)上下兩個橋臂交替導(dǎo)電，各相開始導(dǎo)電的角度依次相差120°。這樣，在任一瞬間，將有三個橋臂同時導(dǎo)通，可能是上面一個橋臂下面兩個橋臂同時導(dǎo)通，也可能是上面兩個橋臂下面一個橋臂同時導(dǎo)通。本文設(shè)計的三相橋式逆變電路如圖5 所示，其中UA 和UB 之間的電壓為整流之后的直流電壓。本設(shè)計中三相逆變電路的開關(guān)器件采用了價格低廉的MOS 功率管IRF640，其耐流值是18 A，耐壓值為200 V，開關(guān)頻率可以達(dá)到兆級赫茲以上。其中每個MOS管后面都并聯(lián)了一個續(xù)流二極管，續(xù)流二極管是負(fù)載向直流側(cè)反饋能量的通道，起著使負(fù)載電流連續(xù)的作用。
圖4 IR2130驅(qū)動電路
圖5 三相橋式逆變電路圖
逆變電路中采用正弦脈沖寬度調(diào)制(SinusoidalPulse WidthModulation，SPWM)技術(shù)來控制MOS管導(dǎo)通和關(guān)斷，其中SPWM 波由型號為TMS320F2812 的DSP芯片產(chǎn)生。
當(dāng)使用微控制器實現(xiàn)SPWM 調(diào)制時通常采用對稱規(guī)則采樣方法，此時三相逆變器輸出線電壓的基波和諧波幅值分別為：
基波幅值= √3 aUd/2
式中：a 為調(diào)制度;Ud 為直流側(cè)電壓。
1.4 濾波模塊設(shè)計
SPWM逆變電路由于其固有的特性，輸出波形中含有大量的諧波，在接入負(fù)載前必須進(jìn)行濾波。根據(jù)消諧控制的特點，簡單的二階LC低通濾波器就能滿足要求。因為電容器C 對直流相當(dāng)于是開路的，而對交流阻抗小，所以C 應(yīng)該并聯(lián)在負(fù)載兩端。電感L 對直流阻抗小，而對交流阻抗大，所以L 應(yīng)與負(fù)載串聯(lián)。逆變電路如圖6所示。
圖6 逆變電源濾波電路
理想的二階低通濾波器的傳遞函數(shù)為：
式中：ui (s)，uo (s) 為濾波器輸入、輸出電壓;s 為復(fù)頻率;ξ為阻尼系數(shù);固有角頻率ω0 = 1 LC。
為了使濾波器輸出電壓接近正弦波，同時又不會引起諧振，LC 濾波器的截止頻率必須要遠(yuǎn)小于SPWM 電壓中所含有的最低次諧波頻率，同時又要遠(yuǎn)大于調(diào)制波頻率。文獻(xiàn)推薦PWM逆變器中的LC截止頻率f0 的選擇最好滿足：
式中：fr 為調(diào)制波頻率;fc 為載波頻率;fhar(min) 為最低次諧波頻率。
LC濾波器的諧振頻率是由L 和C 的乘積所決定的。在最初選擇濾波器的參數(shù)時，一般先根據(jù)濾波器衰減特性選擇濾波器的類型，如巴特沃斯型濾波器、切比雪夫型濾波器或貝塞爾型濾波器。由于巴特沃斯型濾波器是一種具有最大平坦響應(yīng)的濾波器，仿真結(jié)果和實際測試特性較為接近，因此本文采用巴特沃斯型二階低通濾波器。
2 軟件設(shè)計
變頻電源的軟件設(shè)計即變頻電源中控制電壓與頻率的軟件編程，本文通過SPWM波來控制變頻電源的電壓和頻率，其中SPWM 波形的產(chǎn)生通過TMS320F2812芯片實現(xiàn)。變頻電源的整個軟件程序分為主程序和中斷服務(wù)子程序兩部分。主程序任務(wù)是：初始化并啟動系統(tǒng)后，進(jìn)入 while循環(huán)，等待定時器T1 周期中斷的產(chǎn)生。程序流程圖如圖7所示。
中斷子程序是定時器T1 周期中斷函數(shù)，主要功能是更新比較寄存器的值。中斷程序中比較寄存器的賦值通過查表法來實現(xiàn)，查表法的原理是預(yù)先計算出每個載波周期中各個采樣點處的比較寄存器的值，以數(shù)組的形式存儲起來，在中斷程序中直接調(diào)用數(shù)組。
圖7 主程序流程圖
3 實驗結(jié)果與分析
3.1 整流模塊實際電路運行波形圖
將經(jīng)過380 V -18 V三相變壓器的電壓送入到三相橋式整流電路的輸入端，經(jīng)過濾波器濾波后，測得整流的電壓如圖8所示。
圖8 整流電路波形圖
由圖8可得，電壓為直流，每個小格是10 V，這樣電壓值大約為24 V。由于本設(shè)計中使用的三相變壓器是380 V-18 V，即變頻電源的整流輸入端交流電的線電壓有效值為18 V，所以其相電壓有效值為18/√3 =10.4 V，根據(jù)式(2)計算，理論上整流之后電壓值應(yīng)為24 V。由此可得，本實驗電路運行結(jié)果與理論值一致。
3.2 逆變模塊實際電路運行波形圖
根據(jù)上面的硬件設(shè)計和軟件設(shè)計，將編好的程序下載到DSP里運行，產(chǎn)生出六路SPWM波后送入到變頻電源的兩級三極管隔離放大電路的輸入端，經(jīng)過放大之后送到驅(qū)動IR2130 的輸入端;從IR2130 出來之后驅(qū)動三相橋式逆變電路，經(jīng)過三相橋式逆變電路和LC濾波器之后，三相負(fù)載的相電壓波形圖如圖9所示。
由圖9 可得，三相電壓均為交流電，相位依次相差120°，每個小格是10 V，這樣負(fù)載相電壓幅值大約為9.6 V。根據(jù)式(2)，當(dāng)調(diào)制度為0.8，直流電壓為24 V時，逆變之后線電壓應(yīng)為16.6 V，即負(fù)載相電壓應(yīng)為16.6/√3 =9.6 V。所得結(jié)果與理論值一致。此外，由圖9還可得三相交流電壓周期大約為0.017 s，即頻率為60 Hz，這與程序里設(shè)置的值一致。
圖9 變頻電源三相負(fù)載相電壓波形圖
4 結(jié)語
本文主要對變頻調(diào)壓電源的硬件進(jìn)行了詳細(xì)的介紹，在變頻電源的硬件方面，研究了變頻電源的結(jié)構(gòu)組成，對變頻電源的各個模塊進(jìn)行了詳細(xì)分析，并對各個模塊參數(shù)的選擇給出了詳細(xì)的計算過程;同時給出了系統(tǒng)的軟件流程以及SPWM的生成方法;最后將實驗結(jié)果與自行設(shè)置的值進(jìn)行對比，基本保持一致。由于時間有限，系統(tǒng)還存在許多不足的地方，有待改善，例如變頻電源系統(tǒng)沒有反饋，其輸出的電壓幅值和頻率大小是由軟件編程來控制的，即是人為控制的。因此，在后續(xù)的研究中可搭建一個帶有反饋的變頻電源系統(tǒng)，根據(jù)輸出的電壓和頻率自動調(diào)整逆變模塊SPWM波的參數(shù)，以使輸出的電壓和頻率穩(wěn)定。 |
